1  引言

功率开关管、PWM控制器和高频变压器是开关电源必不可少的组成部分。传统的开关电源多采用分立的高频功率开关管和多引脚的PWM集成控制 器，例如采用UC3842+MOSFET是国内小功率开关电源中较为普及的设计方法。

90年代以来，出现了PWM/MOSFET二合一的集成芯片。它的出现，大大降低了开关电源设计的复杂性，缩短了设计所需的时间，从而加快了产品进入市场的速度。二合一集成控制芯片多采用3脚、4脚、5脚、7脚和8脚封装。其中，TEA1523P二合一集成控制器件，是该类器件的代表性产品。

2  TEA1523P简介

TEA1523P将MOS管集成在芯片内部，可缩减开关电源的体积；且其开关频率最高达200kHz，又可减小变压器磁芯的体积。当变压器次级绕组中的能量释放完毕(及变压器磁通完全复位)之后，在 MOS管的漏极出现正弦波振荡电压(初级电感和 MOS管漏源极间的结电容及漏源极间并联电容产生谐振)，芯片内部的valley逻辑通过辅助绕组的磁通复位检测功能，控制MOS管在振荡电压的谷底导通，实现低电压导通，减少了开通损耗，降低了EMI噪声，并具有欠压保护、温度保护、短路保护、可调的过电流保护等多种保护功能。可选择简单的初级或精确的次级(光耦)反馈电路进行PWM调制控制。

TEA1523采用DIP8的封装形式，其引脚定义：脚1(Ucc)为电源供电端；脚2(GND)为电源地；脚3(RC)为用于外接振荡器的设定振荡频率；脚4(REG)为PWM调制的反馈电压信号输入；脚5  (AUX)为辅助线圈磁通复位的输入；脚6(SOURCE)为内部MOS管的源极；脚8(DRAIN)为内部MOS管的漏极。

图1  示出TEA1523P内部结构框图^[1]

2.1 启动和欠电压封锁

芯片的脚8到脚1之间设有一精确的高压启动电源。初上电时，芯片由市电整流后的电压供电，启动电流流向U_CC。当U_CC上的电压超过启动电压U_CC-start电平时，芯片工作。若U_CC电压足够高，则芯片内部的高压电源停止工作，改由辅助线圈电压提供电源。若因为某种原因导致辅助线圈的电源不够用时，内部高电压源也将向芯片供电。一旦U_CC引脚上的电压降到停止电压U_CC~stop电平以下时，芯片将停止开关动作，并由主电压重启。

2.2 振荡器

开关频率由RC引脚外接并联的振荡电阻和振荡电容而设定。电容能在1μs内被快速充电到最大电平U_RCmax=2.5V；在一个新的主选通到来时，电容通过电阻放电至最小电平U_RCmin=75mV，之后电容重新开始充电。

2.3 PWM调制

TEA1523P采用电压控制，内部调节电压U_REC-intern等于外部调节电压和内部电压源 (2.5V)的差值乘以10。内部调节电压与振荡器电压相比，若振荡器电压比内部调节电压低，则MOS管被关闭；外部调节电压越高，MOS管的导通时间越短。

2.4 磁通复位

该设计中反激式开关电源工作在断续模式。辅助线圈通过电阻连接到AUX引脚。电流通过两个反向并联的二极管流入或流出AUX引脚，电流的流进或流出取决于变压器辅助线圈的电压极性。若AUX引脚的电压高于 100mV，则振荡器将不会启动一个新的主选通。

2.5 谷值开关

由于变压器的初级电感和MOS管漏极的寄生电容谐振，漏极电压产生振荡。为增加该开关电源的转换效率，芯片内设置了一个专用的谷值开关，通过控制MOS管在其漏极振荡电压谷底开通来减少开通损耗，从而提高效率。当U_RC=U_RCmax，且次级选通结束(U_AUX≤100mV)时，待漏极振荡电压达到谷底 MOS管开通时，开始新一轮的主选通。

2.6 电流保护

在SOURCE上外接一电阻，将流过MOS管的电流信号转换成电压信号施加到比较器上。源极电压与两个不同的比较器进行比较，提供过电流保护和短路保护。

3 开关电源设计

3.1 工作原理

图2示出电路原理图。变压器T₂、TEA1523P内部集成的MOS管、次级整流管VD₁、输出滤波电容C₈构成了反激式开关电源的基本电路。通过 TEA1523P内部的PWM调制机制来控制开关管的导通关断时间。当实际输出低于设定值(12V)时，流过PC817二极管的电流减小，导致流过光敏晶体管的电流减小，则REG脚的电压会变低，与内部2.5V基准源相比较，推大了MOS管的占空比；反之，减小了MOS管的占空比，以达到稳定输出的目的。

3.2 变压器参数设计

按下列要求计算变压器参数：工作模式采用电流断续模式；输入交流电压为220V±20％；输入频率为50Hz；输出电压为12V；输出功率为8W；效率为 85％；开关频率为170kHz。

根据计算，可确定变压器的相关参数：①变压器磁芯采用EEl9，材料为PC40；②变压器初级线圈 120匝，导线选用QA-1φ0.25；次级线圈8匝，导线采用QA-1φ0.35三股并绕；辅助线圈19匝，导线选用QA-1φ0.36；③气隙长度为1.67mm。

3.3 TEA1523外围电路参数设计

(1)TEAl523P振荡电路

开关频率的计算公式为^[2]：

                                                    (1)

式中R_osc，C_osc——振荡电阻和振荡电容。

根据设定的开关频率可计算RC参数，选取 C_osc=220pF，则R_osc=6340Ω，选取R_osc=6.2kΩ，则实际的开关频率f_sw=173kHz。

(2)TEA1523P磁通复位检测电路

辅助电阻用来限制AUX引脚的电流。流入或流出AUX引脚的最大电流分别为5mA和10mA，该值远大于(至少大一个数量级)实际需要的磁通复位检测电流。根据文献^[2]可确定R_AUX，即R₉=75kΩ。

(3)TEAl523P过电流保护电路振荡电路

R_src，即R₇限制了初级线圈上的最大电流。其为：   

                                                      (2)

  因此取R₇=1.5Ω

(4)TEAl523P的PWM调制电路

根据文献^[2]，光耦中流过光敏晶体管的电流约为1mA，U_REG≈2.5V，建议R_REG2，即R₁₇的取值不大于10kΩ，这里取1kΩ，即：

                                                     (3)

实际电路中，取R₁₅=15kΩ，R₁₇=lkΩ。

4  实验波形和实验数据

图3示出额定输入、额定负载下的初级线圈电压u_p、次级二极管两端电压u_VD8和MOS管漏源电压 u_ids、次级线圈电压u_s实验波形。分析可知，u_ids与u_p之和应当等于直流输入电压。一旦MOS管开通，u_p立即升至u_ids=311V，MOS管两端的压降近似为零。当MOS管关断后，u_p为次级线圈感应电压-nU₀，即 -15×12=-180V，MOS管上承受的电压u_ids+nU₀= 491V。当次级电流降至零，变压器储存的能量释放完毕后，初级线圈电感和MOS管漏极电容，包括漏源极并联电容产生的谐振，显示为振荡波形，漏极电压振荡到谷底时MOS管开通。

MOS管关断时，次级二极管的导通压降近似为零，次级线圈的输出电压约为12V；开关管导通时，次级承受的反向电压为u_ids/n+U₀=32.7V，u_s承受初级电压折合到次级的感应电压，为u_ids/n= 20.7V，且极性为负。

图4示出额定输入负载变化时MOS管的漏源电压u_ids实验波形。在空载下，由于输出功率很小，MOS管的导通占空比很低，在振荡电压的5个半周期时，MOS管才导通；在额定负载下，由于输出功率大，MOS管的导通占空比明显增大，在振荡电压达到一个谷底时，MOS管导通，以获得更大的转换功率。

图5示出负载从10％变化到110％时对应的效率变化曲线。

5  结论

采用PWM和MOS管的集合芯片TEA1523P，设计了一款反激式开关电源，给出了变压器参数和 TEA1523P外围电路参数设计过程，并根据实验波形验证了TEA1523P的工作原理，实验波形和数据表明，该设计达到了设计要求。